目的： 為便于日常心電監護， 開發了一種便攜式心電檢測系統， 介紹這種便攜式心電檢測系統中放大電路的設計。方法： 該心電放大電路以 AD620、OPA4277 和 TLC2254 作為放大電路核心元件， 針對心電信號的特殊信號和干擾頻率范圍， 進行了分析， 對由電極采集到的心電信號， 通過前置放大部分， 將微弱的心電信號高保真放大， 并通過低通濾波、高通濾波及 50 Hz 陷波濾除干擾。結果： 差模電壓增益為 1 000， 共模抑制比為 90 dB， 輸入阻抗大于 10 GΩ，通頻帶為 0.035~110 Hz。結論： 系統具有高輸入阻抗、高共模抑制比、低噪聲、低溫漂和高信噪比等優點， 而且成本低、體積小、耗電少、攜帶方便。

　　1 引言

　　隨著生活水平的提高， 健康監護越來越被人們所重視。為便于日常心電監護， 我們開發了一種便攜式心電檢測儀。在心電檢測系統中， 最重要的部分就是心電信號的放大電路。通常采用對地對稱的雙電極差分放大器， 被測心電信號采用差分輸入方式， 形成差模信號。由于心電信號很微弱， 幅值只有 0~4 mV， 頻帶為 0.05~100 Hz。且在采集的過程中， 存在著諸如 50 Hz 的工頻、極化電壓、熱噪聲以及儀器本身產生的噪聲等多種干擾信號。特別是工頻干擾， 對后續特征波形的檢出和分析影響很大， 有時甚至會淹沒心電信號， 致使無法檢出。因此， 要求信號放大電路前置放大部分有足夠高的共模抑制比(CMRR) 。通常使用的“三運放”放大器可提供很高的輸入阻抗以及足夠的 CMRR。但由于在輸入端存在比有用心電信號大幾十倍的直流信號， 因此， “三運放”的第一級增益不能設計得很大， 從而限制了CMRR。

　　2 系統設計

　　信號放大電路的框圖如圖 1 所示。對由電極采集到的心電信號， 先通過前置放大部分， 將微弱的心電信號高保真放大， 并通過低通濾波、高通濾波及 50 Hz 陷波濾除干擾， 才可以進行 A/D 轉換。

　　2.1 前置放大

　　前置放大電路的組成和電路圖分別如圖 2 和圖3所示。從圖中可以看出， 前置放大電路由輸入跟隨、儀用放大器、右腿浮地驅動和屏蔽層驅動等 4 部分組成。

　　(1)輸入跟隨器。提高輸入阻抗、獲取更多的心電信號， 采用高精度運算放大器OPA4277， 具有超低失調電壓 10μV， 超低失調偏移 ±0.1 μV， 偏置電流最大為 1 nA。

　　(2) 儀用放大器。根據系統設計要求采用高精度儀用放大器 AD620， 輸入失調電壓最大為50 μV， 輸入失調漂移為0.6 μV/℃， 共模抑制比為 120 dB(G=10)。該儀用放大器的增益范圍為 1~10 000， 由其放大增益關系式：

　　可推算出各種增益所需要的電阻Rg， 取 G=10， 則算出Rg為 5.489 kΩ， 取近似值 5.6 kΩ。

　　(3) 右腿浮地驅動。把混雜于原始心電信號中的共模噪聲提取出來， 經過一級倒相放大后，再返回到人體， 使它們相互疊加， 從而減小人體共模干擾的絕對值， 提高信噪比。本電路采用高精度運算放大器 OPA4277。

　　(4) 屏蔽層驅動。盡管大部分噪聲以共模形式存在于人體， 但由于元器件不可能完全對稱，電路板又存在一些分布參數， 結果使少部分以共模形式存在的干擾噪聲以差模信號的方式進入放大器， 而放大器對差模信號的放大能力很強，最終導致信號發生畸變。因此， 采用了屏蔽層驅動電路， 用共模電壓本身驅動屏蔽層給予中和， 以便將跨接在其上的共模波動減小到零。放大器采用高精度運算放大器 OPA4277。

　　2.2 低通和高通濾波電路

　　由于心電信號屬于低頻信號， 為了去掉高頻的干擾， 還須通過低通濾波。低通濾波器 (LPF) 采用歸一化設計的BUTTERWORTH 四階低通濾波， 截止頻率fH為100 Hz， 在頻率轉折處有足夠的陡度， 避免高頻信號的干擾。考慮到元件的誤差， 設定截至頻率 fH=110 Hz。

　　放大器的溫漂、皮膚電阻的變化、呼吸和人體運動， 都會造成心電信號出現所謂的“基線漂移”現象， 也即輸出端的心電信號會在某條水平線上緩慢地上下移動。從頻譜上說， 這些影響都可以歸結為一個低頻噪聲干擾。這也就是使用高通濾波器(HPF) 的原因。

　　文獻[3]指出， 這些噪聲主要集中于 0.03～2 Hz。但是， 心電信號中的ST段和Q波頻率分量集中于0.05～2 Hz， 與上述低頻噪聲分量很接近。因此，不可簡單地把高通截止頻率定為 2 Hz， 否則將使心電信號的波形出現較大失真。

　　根據美國心臟協會(AHA) 的建議， 去除心電信號中的直流成分的帶通濾波器 (BPF) 截止頻率不得超過 0.05 Hz。所以， 把高通濾波器(HPF) 的截至頻率 fL定在 0.035 Hz， 留有一定余量是為防止元器件因精度不夠而造成較大誤差。

　　低通和高通濾波電路如圖 4 所示。放大器采用低功耗低噪聲的運算放大器 TLC2254， 每通道供電電流為 35 μA， 噪聲為 19 μV/Hz( 在 1kHz 時)， 它最大的優點是具有“軌到軌(rail-to- rail)”的特性， 非常適合便攜式設備。

　　在 EWB(Electronics Workbench) 軟件中仿真分析低通和高通濾波器的幅頻特性， 圖 5 是低通和高通濾波器幅頻特性。從圖中可以看出，帶外衰減較為迅速(-80 dB/10 倍頻程) 。

　　2.3 主放大器

　　主放電路圖通過調整電位器的阻值 RP1來設置整個心電放大電路的總增益， 主放大器采用低功耗低噪聲的運算放大器 TLC2254， 如圖 6 所示。

　　2.4 50 Hz 工頻陷波

　　雖然前置放大電路對共模干擾具有較強的抑制作用， 但部分工頻干擾是以差模信號方式進入電路的， 且頻率處于心電信號的頻帶之內， 加上電極和輸入回路不穩定等因素， 經過前面的前置放大， 低、高通濾波和主放后， 輸出仍然存在較強的工頻干擾， 所以必須專門濾除。我們采用 “雙 T帶阻濾波”電路來濾除工頻干擾， 在設計中采用等容值的雙電容并聯來代替普通的單電容， 使其在容值上更加匹配。50Hz 工頻陷波電路如圖 6 所示， 放大器采用低功耗低噪聲的運算放大器 TLC2254。

　　圖 7 是 50 Hz 陷波器的幅頻特性仿真結果。從幅頻特性仿真圖中可以清晰看出， 阻滯范圍內的衰減為 20 dB， 而在中心頻率處(50 Hz) 達到 90 dB 以上。

　　2.5 電平提升

　　經過陷波器后的心電信號是雙極性， 系統中的 A/D 芯片只能量化單極性信號， 所以， 必須設法把雙極性信號轉化為單極性信號。電平提升電路如圖 6 所示。

　　3 結果分析

　　將上述設計方案在實驗板上構造出來， 用于心電信號檢測系統， 并進行測試試驗。試驗結果如下：

　　差模電壓增益為 1 000， 共模抑制比為 90 dB， 輸入阻抗大于 10 GΩ， 通頻帶為 0.035~110 Hz。圖 8 是從一名用戶身上采集到并在 PC 上顯示的一段心電圖， 可見心電信號清晰穩定， 完全能夠滿足 ECG 監護要求。

　　4 結束語

　　本研究根據人體心電信號的特點， 設計出了放大電路，并對其進行分析和仿真， 該放大電路在性能指標方面滿足美國心臟協會(AHA) 對心電監護儀的放大器的要求， 對輸入信號的波形可以實現低失真的輸出， 具有較好的放大性能。硬件測試結果表明， 該放大電路滿足實際要求 ， 可應 用 于 ECG 監 護 儀當中。

　　本研究創新點 ：設計了一種便攜式心電檢測系統中的信號放大電路。系統具有高輸入阻抗、高共模抑制比、低噪聲、低溫漂和高信噪比等優點， 而且成本低、體積小、耗電少、攜帶方便。